Zur Messung radioaktiver Strahlung wird ein Geiger-Müller-Zählrohr verwendet, welches eine Eingangsspannung von etwa 450V DC benötigt. Aufgrund der niedrigen Temperaturen strebten wird jedoch eine Eingangsspannung von etwa 600V bei Raumtemperatur an. Ziel war es, das Zählrohr mit einer Spannungsversorgung von 5V DC und praktisch stromlos betreiben zu können.

 geiger

Aufbau und Umsetzung

Radio

Zur Wandlung der Spannung wird eine Kombination aus Sperrschwinger und Villard-Kaskade verwendet. Die Zählrohrimpulse werden dann zur Weiterverarbeitung an einen MSP 430g2553 weitergeleitet, welcher per I2C mit der Zentraleinheit kommuniziert. Der MSP wird durch einen LTV-817C Optokoppler vom Hochspannungsteil entkoppelt, um Störungen zu vermeiden. Die oben dargestellte Schaltung wird im Abschnitt "Funktionsweise" im Detail beschrieben.

Mit Hilfe des Altium Designer 14 erstellten wir einen Schaltplan und setzten diesen in ein einlagiges PCB Design um. Beim PCB Design war zu beachten, dass im Hochspannungsteil ausreichend große Leiterbahnabstände eingehalten werden mussten, um Spannungsüberschläge zu vermeiden. Desweiteren war es wichtig, den Digitalteil vom Rest der Schaltung abzugrenzen, um eine Entkopplung gewährleisten zu können.Das fertige PCB Design exportierten wir als Gerber-Dateien und importierten diese in die Software der CNC-Fräsmaschine des IC-Labors unseres Fachbereichs. Innerhalb der Software mussten nur noch wenige Parameter wie die Frästiefe festgelegt und die auszufräsenden Bereiche definiert werden. Letzteres war in diesem Fall für die Isolation der Leiterbahnen sehr wichtig. Das PCB Design konnte dann auf eine einlagige Kupferplatine gefräst werden, welche anschließend verzinnt wurde. Bestückt wurde die Platine rückseitig, da wir ausschließlich THT-Bauteile verwendeten.

 

GMZ_top

 

GMZ Rckseite hochkant

 

Nachdem wir die Platine vollständig bestückt und getestet hatten, mussten wir allerdings noch eine Möglichkeit finden, die Rate, mit welche der MSP Impulse vom Zählrohr erhält, zu interpretieren. Hierzu führten wir Messungen verschiedener Röntgenstrahlungsintensitäten durch, welche unterschiedliche Zählraten unserer Platine ergaben. Parallel maßen wir die gleichen Intensitäten mit einem Referenzmessgerät und glichen die Ergebnisse ab. So war es uns nach Abnahme einer Vielzahl von Messwerten möglich, diese zu interpolieren und so beliebige Zählraten, die auf dem Weg in die Stratosphäre auftreten könnten, in Form einer Strahlungsintensität interpretieren zu können.

 

Funktionsweise

 

Sperrschwinger

Sperrschwinger

Den ersten Teil der Schaltung stellt ein Sperrschwinger dar, der die 5V-Gleichspannung in eine sinusförmige Hochspannung umwandelt. Er besteht aus einem NPN-Transistor Q1, einem Basisvorwiderstand R1 und drei selbst übereinander gewickelten Spulen. Die beiden Primärspulen N1 und N2 bestehen aus gleich vielen Windungen und dienen in Verbindung mit Transistor und Vorwiderstand der Erzeugung einer Wechselspannung. Die Sekundärspule N3 besitzt eine vielfach höhere Windungszahl und ermöglicht dadurch eine Vervielfachung der Eingangsspannung.
Das Prinzip des Sperrschwingers ist folgendes:
Wird eine Eingangsspannung angelegt, fließt ein Strom über R1 und N2 zur Basis von Q1. An der Basis-Emitter-Strecke fällt hierdurch eine Basis-Emitter-Spannung von etwa 0,7 V ab und die Kollektor-Emitter-Strecke wird leitend. Begrenzt durch die Primärinduktivität N1, beginnt der Kollektorstrom anzusteigen, wodurch sich der magnetische Fluss durch die Spulen verändert. So wird in N2 ein Strom induziert, welcher sich mit dem durch die Eingangsspannung erzeugten Strom aufsummiert. Dies resultiert in einem erhöhten Spannungsabfall an R1 und einer Basis-Emitter-Spannung von weniger als 0,7V. Q1 sperrt daraufhin und der Kollektor-Emitter-Strom sinkt. Durch den sinkenden Strom in N1 nimmt nun auch wieder der Strom in N2 ab. Die an R1 abfallende Spannung nimmt wieder ab und die an der Basis-Emitter-Strecke nimmt zu, wodurch Q1 erneut leitet. Der Vorgang wiederholt sich, solange eine Spannungsversorgung an X1 anliegt.
Der Basisvorwiderstand R1 wird so dimensioniert, dass ein möglichst geringer Basisstrom fließt, dennoch gleichmäßige Schaltzeiten des Transistors Q1 erzielt werden, um eine sinusähnliche Wechselspannung zu erreichen. Mit einem Widerstand von 250kΩ werden dabei zufriedenstellende Ergebnisse erzielt, sodass dieser fest eingebaut wird.

Die Dimensionierung der Spulen erfolgt unter der Voraussetzung, dass mit 5 V Eingangsspannung eine Spannung von 200 V an N3 erzeugt werden kann. Dabei ist zu beachten, dass die Amplitude, der an der Primärspule abfallenden Wechselspannung nicht der Eingangsspannung entspricht, sondern auch ein Teil der Spannung an der Kollektor-Emitter-Strecke abfällt. Das benötigte Windungszahlverhältnis der Spulen wird unter der Annahme einer sinusförmigen Wechselspannung an N1 gemäß

 Formel1

berechnet.

Die beiden Spulen N1 und N2 werden mit etwa 60 Windungen gewickelt. Bei einer gewünschten induzierten Spannung von 200V ergeben sich so für N3 etwa 2500 Windungen. Aufgrund der nicht idealen Sinusspannung, Zuleitungswiderständen und anderen Faktoren ist dies nur ein ungefährer Richtwert. Da die Spannung später begrenzt werden muss, wird die Wicklungszahl leicht erhöht.

 

Villardkaskade

 

Villardkaskade

 

Die an N3 induzierte Spannung muss noch gleichgerichtet und verdreifacht werden. Hierzu wird eine dreistufige Villardkaskade verwendet:

Bei vollständig entladenen Kapazitäten funktioniert diese wie folgt:

  1. Halbwelle: Bei einer negativen Halbwelle an der Eingangsspule liegen -200 V an. Hierdurch wird C1 auf +200 V aufgeladen.
  2. Halbwelle: Da das Sinussignal im Maximum 0 V beträgt, wird der Minuspol von C1 auf ein Potenzial von 0 V angehoben. Aufgrund der Aufladung von zuvor 200 V liegt nun ein Potenzial von 200 V am Pluspol von C1 und somit auch von C4 an, wodurch C4 ebenfalls mit 200 V geladen wird.
  3. Halbwelle: Das Potenzial des Minuspols von C1 sinkt erneut auf -200 V, da der Minuspol von C4 jedoch auf 0 V bleibt, bleibt auch dessen Pluspol auf einem Potenzial von 200 V. Hierdurch wird C2 ebenfalls auf 200V geladen.
  4. Halbwelle: Am Minuspol von C1 liegt erneut ein 0 V-Potenzial an, wodurch der Minuspol von C2 auf 200 V angehoben wird. Durch die an C2 anliegenden 200 V ergibt sich nun ein Potenzial von 400 V am Pluspol von C2, welches C5 über D4 auf 200 V auflädt.

Zwischen GND und dem Pluspol von C5 kann nun eine Spannung von 400 V abgegriffen werden. Nach zwei weiteren Halbwellen ist auch C6 mit 200 V geladen und es ergeben sich insgesamt die 600 V Gleichspannung, welche über den 4,7MΩ-Vorwiderstand R2 zur Strombegrenzung an den Eingang des Zählrohrs angelegt werden können.
Zu beachten ist, dass an den Dioden ein kleiner Teil der Spannung abfällt. Zudem sind die zuvor beschriebenen Vorgänge rein theoretisch. In der Realität werden die Kondensatoren nicht innerhalb von drei Perioden vollständig aufgeladen. Zudem bricht die Spannung mit jeder Zündung des Zählrohrs ein, da sich die Kondensatoren teilweise entladen. Um nach dem Zünden des Zählrohrs möglichst schnell wieder 600 V zu erreichen, wurden Kapazitäten von nur 15nF gewählt. Zur Beschränkung der Zählrohr-Eingangsspannung werden die Z-Dioden D7, D8, D9 und D10 benutzt, die parallel zur Kaskade geschaltet werden.

 

Optokoppler und MSP

 

Optokoppler
Da die Ausgangsimpulse des Zählrohrs keine konstanten Maxima haben und ein definiertes Signal auf den Optokoppler gegeben werden soll, muss der Zählrohrausgang seriell zur Basis eines NPN-Transistors Q2 geschaltet werden. Damit Q2 durchschaltet, muss ein ausreichend hoher Ausgangswiderstand (4,7MΩ für R3 und R4) für das Zählrohr gewählt werden, welcher parallel zum Transistor geschaltet wird und an dem genügend Spannung abfällt. Der Kollektor wird mit der Kathode des Optokopplers und der Emitter mit Masse verbunden. Um den Diodenstrom zu begrenzen, platzieren wird der Widerstand R5 zwischen Anode des Optokopplers und 5V-Versorgungsspannung. Den entsprechenden Widerstandswert berechnen wir nach

 Formel2

mit der Versorgungsspannung VDD, der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors UCE, der Diodenvorwärtsspannung UF und dem Diodenvorwärtsstrom IF des Optokopplers. Wir setzen einen 220Ω-Widerstand ein.
Für das Ausgangssignal der Schaltung haben wir einen LVTTL-Pegel gewählt. Deshalb wurde der Kollektor des Optokopplers mit einem der MSP-Eingänge verbunden, wo er intern über einen Pull-Up-Widerstand auf 3,3V gelegt wird. Der Emitter liegt direkt auf Masse. Um den MSP mit dem Gesamtsystem zu verbinden, richteten wir eine I2C-Schnittstelle am MSP ein.